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基于驅(qū)動信號同步的串聯(lián)IGBT動態(tài)均壓電路設(shè)計

 絕緣柵雙晶體管IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)綜合了GTR和MOSFET的優(yōu)點，具有通流能力強、開關(guān)速度快、輸入阻抗、熱穩(wěn)定好和驅(qū)動簡單的優(yōu)點，作為半導體電力開關(guān)具有明顯的優(yōu)勢。目前，IGBT的耐壓等達到幾十千伏，但因其價格昂貴，了單個IGBT在大功率電壓場合的應(yīng)用。文獻將耐壓等低的多個IGBT串聯(lián)使用，不提了功率變換器的電壓等，降低了成本，而且減小了開關(guān)損耗。
  然而，在IGBT串聯(lián)使用中存在的主要問題是驅(qū)動信號不同步引起串入的IGBT集射電壓不均衡問題，嚴重時會造成某個器件上出現(xiàn)過電壓而損壞。為了IGBT在開關(guān)狀態(tài)改變的瞬態(tài)和其進入穩(wěn)定工作狀態(tài)后合理的電壓均衡，學者提出大量的靜態(tài)和動態(tài)電壓均衡措施。靜態(tài)電壓均衡可以通過每個器件兩端并聯(lián)個均壓電阻來實現(xiàn)。而動態(tài)電壓均衡是IGBT串聯(lián)均壓研究的難點。為此，外提出了很多動態(tài)均壓電路: 無源緩沖電路、端電壓鉗位電路、柵電壓、柵電流和柵驅(qū)動信號延時調(diào)整。
  使用同步變壓器將驅(qū)動同步的方法具有良好的均壓效果，并且沒有影響IGBT的。但由于同步變壓器的設(shè)計的局限，很難使得驅(qū)動信號同步，出現(xiàn)了的電壓不均衡現(xiàn)象，隨著器件承受電壓的增加，電壓不均衡加劇，嚴重時同樣會造成器件因過電壓而損壞。因此，文本結(jié)合同步變壓器均壓電路和端電壓鉗位均壓電路的優(yōu)點，提出種基于驅(qū)動信號
同步的動態(tài)均壓電路，并基于該方法進行了仿真研究。
 
  1. 串聯(lián)IGBT的動態(tài)均壓
  1.1 基于驅(qū)動信號同步的均壓電路工作原理
  為了實現(xiàn)串聯(lián)IGBT動態(tài)均壓，引入圖1 所示的同步變壓器，將驅(qū)動信號相互耦合在個磁芯上實現(xiàn)驅(qū)動同步。圖中T是同步變壓器，兩個繞組變比為1：1，這個變壓器連接在驅(qū)動單元GDU₁、GDU₂和Q₁、Q₂之間，將兩路驅(qū)動信號耦合。

圖1 基于驅(qū)動信號同步的串聯(lián)IGBT均壓電路

 
  假設(shè)驅(qū)動信號GDU₁要快于GDU₂，用ΔT 表示驅(qū)動信號之間的時間差。開通時，若無均壓電路，Q₁先于Q₂開通，則在ΔT 時間內(nèi)，Q₂仍然處于關(guān)斷狀態(tài)，電源電壓VDC加在Q₂上，出現(xiàn)電壓不均衡現(xiàn)象。關(guān)斷時，Q₁先關(guān)斷，電源電壓VDC加在Q₁上，出現(xiàn)電壓不均衡現(xiàn)象。
  引入同步變壓器后，Q₁導通時，同步變壓器次側(cè)感應(yīng)出電壓VT₁，由于磁耦合作用，則在另次也產(chǎn)生相應(yīng)的感應(yīng)電壓VT₂，這就相當于GDU₁同時向兩個IGBT發(fā)送驅(qū)動信號，從而使兩個IGBT開關(guān)動作致。Q₁關(guān)斷時，同理可知。
  然而，由于IGBT柵射間電容的非線，設(shè)計出耦合驅(qū)動信號的同步變壓器十分困難，這樣勢必會影響均壓效果。器件在關(guān)斷前不受靜態(tài)均壓電阻的影響，因此關(guān)斷瞬態(tài)的電壓不均比開通瞬態(tài)的電壓不均明顯。為了防止關(guān)斷瞬間二次電壓不均引起的過電壓，引入圖1所示的由快恢復二管和齊納二管組成的端電壓鉗位電路?？旎謴投芰穗娏鲉蜗蛄鲃?，齊納二管決定了鉗位的啟動閾值。當器件集射電壓過齊納二管的閾值，反饋電流流過快恢復二管和齊納二管，注入柵，使得集射電壓被鉗位于某閾值?？梢哉f，端電壓鉗位電路改善了同步變壓器的均壓效果，增加了串聯(lián)IGBT的。
 
  1.2 同步變壓器的設(shè)計
  為了達到良好的動態(tài)均壓效果，同步變壓器中激磁電感和漏感的選擇十分重要。Q₁導通而Q₂關(guān)斷的ΔT_on時間內(nèi)，圖1的等效電路如圖2所示。

 
Lm——同步變壓器激磁電感;
L_s1、L_s2——同步變壓器漏感;
i_m——激磁電感上流過的電流;
i_g——驅(qū)動電源輸出電流;
R_g——柵電阻;
C_ies1、C_ies2——柵射輸入電容( Q₁、Q₂) ;
V_F、V_R——驅(qū)動電壓(正偏壓、負偏壓) 。
圖2 等效電路圖

 
  (1) 激磁電感L_m的計算
  i_g+ i_m和i_g分別向柵射輸入電容C_ies1和C_ies2充電。假設(shè)C_ies1和C_ies2都與C_ies相等，則Q₁、Q₂驅(qū)動電壓V_g1、V_g2之間的電壓差ΔV_g，即是i_m在ΔT_on時間內(nèi)造成柵射輸入電容C_ies1和C_ies2之間的電壓差:

  其中，ΔQ_m是在ΔT_on時間內(nèi)向C_ies1充電的電荷量，i_mp是i_m的zui大值，V_T1是同步變壓器次側(cè)的感應(yīng)電壓。
                   
  在時間ΔT_on內(nèi)，V_T≈V，V為驅(qū)動電源電壓。假定ΔV_g≤V/100，得同步變壓器激磁電感L_m的設(shè)計指標為:

 
  (2) 漏感Ls的計算
在ΔT_on時間之后，Q₂驅(qū)動信號由VR翻轉(zhuǎn)為VF，這時Q₁、Q₂都導通，柵射間輸入電容C_ies1、C_ies2上的電壓分別由其驅(qū)動電路的電流i_g1、i_g2決定，驅(qū)動電路對稱，i_g1= i_g2，VT₁=VT₂= 0。漏感L_s1、L_s2為驅(qū)動線路的寄生電感，由于等效電路呈容，會引起電路振蕩，為防止IGBT柵射出現(xiàn)過電壓而擊穿，要求驅(qū)動電路的品質(zhì)因數(shù):

  2. 仿真驗證
  為驗證上述均壓電路的，利用Saber仿真軟件建立IGBT串聯(lián)動態(tài)均壓的仿真電路。本仿真中采用2個IGBT的型號為IRG4BC30K，其zui大集射間電壓V_ces為600V，輸入電容C_ies為920 pF。柵驅(qū)動電阻R_g為50Ω; 均壓電阻R₁、R₂為240kΩ; 兩路驅(qū)動信號頻率fs為10 kHz; 占空比D為0.4; 輸出電流I_out為10 A。假設(shè)驅(qū)動信號GDU₁、GDU₂相差200ns; 由式(7)、(10)選擇同步變壓器激磁電感Lm為2200μH，漏感L_s1、L_s2為1μH。
  下面具體仿真分析以下4種情況下，Q₁、Q₂開通與關(guān)斷的動態(tài)均壓情況。
  ( 1) 電源電壓600V，無動態(tài)均壓電路情況
  圖3 為GDU₁比GDU₂延遲200ns 開通時，Q₁、Q₂的驅(qū)動電流和開通瞬間的波形。圖3可知，Q₁先于Q₂開通200 ns，先開通的Q₁集射電壓V_ce1迅速由額定電壓下降為飽和壓降，此時Q₂還處于關(guān)斷狀態(tài)，Q₂集射電壓V_ce2迅速由額定電壓上升為電源電壓，易造成Q₂因過電壓而損壞。

圖3 無均壓電路時Q₁、Q₂的開通驅(qū)動電流和集射電壓 

 
  圖4為GDU₁比GDU₂延遲200ns 關(guān)斷時，Q₁、Q₂的驅(qū)動電流和關(guān)斷瞬間的波形。由圖4可知，Q₁先于Q₂關(guān)斷200ns，先關(guān)斷的Q₁集射電壓V_ce1迅速由飽和壓降上升為電源電壓，易造成Q₁因過電壓而損壞。

圖4 無均壓電路時Q₁、Q₂的關(guān)斷驅(qū)動電流和集射電壓

 
  (2)電源電壓600V，帶同步變壓器的動態(tài)均壓電路情況
  圖5 為GDU₂比GDU₁延遲200ns 開通時，Q₁、Q₂的驅(qū)動電流和開通瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU₂比GDU₁延遲200ns 開通，但由圖5可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅(qū)動信號耦合在起，使i_g1、i_g2保持同步，從而Q₁、Q₂在開通瞬間電壓均衡，使器件處于工作區(qū)。

圖5 帶同步變壓器時Q₁、Q₂的開通驅(qū)動電流和集射電壓

 
  圖6 為GDU₂比GDU₁延遲200 ns 關(guān)斷時，Q₁、Q₂的驅(qū)動電流和關(guān)斷瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU₂比GDU₁延遲200 ns 關(guān)斷，但由圖6可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅(qū)動信號耦合在起，使i_g1、i_g2保持同步。由于IGBT柵射間電容的非線，同步變壓器保持驅(qū)動信號的同步卻很困難。特別是在關(guān)斷瞬間，Q₁、Q₂在關(guān)斷瞬間出現(xiàn)輕微的電壓不均衡，其集射電壓V_ce1為330V，zui大集射電壓為靜態(tài)均壓值的10 %，此時器件仍處于工作區(qū)。

圖6 帶同步變壓器時Q₁、Q₂的關(guān)斷驅(qū)動電流和集射電壓

 
  (3)電源電壓800V，帶同步變壓器的動態(tài)均壓電路情況
  圖7為GDU₂比GDU₁延遲200 ns 開通和關(guān)斷時，Q₁、Q₂的驅(qū)動電流和開關(guān)瞬間的波形。由圖7可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅(qū)動信號耦合在起，使i_g1、i_g2保持同步，達到的均壓效果。但隨著器件所承受電壓的增大，在電源電壓為800V 情況下，輕微的驅(qū)動信號不同步卻使Q₁在關(guān)斷瞬間，其集射電壓V_ce1600V，zui大集射電壓為靜態(tài)均壓值的5，此時則很難器件處于工作區(qū)。

圖7 帶同步變壓器時Q₁、Q₂的開關(guān)瞬態(tài)的驅(qū)動電流和集射電壓

 
  (4)電源電壓800V，鉗位電壓440V，帶同步變壓器和端電壓鉗位動態(tài)均壓電路情況
  圖8為GDU₂比GDU₁延遲200ns開通和關(guān)斷時，Q₁、Q₂的驅(qū)動電流和開關(guān)瞬間的波形。由圖8可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅(qū)動信號耦合在起，使i_g1、i_g2保持同步。在關(guān)斷瞬間，驅(qū)動電流i_g1突然升并降低，這是由于此時Q₁集射電壓過齊納二管的閾值，反饋電流流過快恢復二管和齊納二管，注入柵，使得集射電壓被鉗位于440V，zui大集射電壓為靜態(tài)均壓值的1，使得Q₁、Q₂處于工作區(qū)。

圖8 帶同步變壓器時和端電壓鉗位電路時Q₁、Q₂

 
  3. 結(jié)束語
  本文在研究和分析外IGBT串聯(lián)動態(tài)均壓的基礎(chǔ)上，采用將驅(qū)動信號同步和端電壓鉗位結(jié)合的均壓電路，通過仿真驗證了基于驅(qū)動信號同步的均壓電路在IGBT串聯(lián)電路中能地使IGBT電壓均衡。同步變壓器將驅(qū)動信號同步，其響應(yīng)速度快，端電壓鉗位電路能夠使開關(guān)瞬態(tài)的過電壓≤10 %，防止了過電壓的發(fā)生，降低了串聯(lián)IGBT的電壓不均衡。故該方法能夠很好地使串入電路的IGBT均壓。